直流脈寬調至系統主電路和穩(wěn)壓電源課程設計

1、<p><b>　　摘 要</b></p><p>　　本文基于PWM的雙閉環(huán)直流調速系統進行了研究，并設計出應用于直流電動機的雙閉環(huán)直流調速系統。首先描述了變頻器的發(fā)展歷程，提出了PWM調速方法的優(yōu)勢，指出了未來PWM調速方法的發(fā)展前景，點出了研究PWM調速方法的意義。應用于直流電機的調速方式很多，其中以PWM變頻調速方式應用最為廣泛，而PWM變頻器中，H型PWM變頻器性能尤為突

2、出，作為本次設計的基礎理論，本文將對PWM的理論進行詳細論述。在此基礎上，本文將做出SG3525單片機控制的H型PWM變頻調速系統的整體設計，然后對各個部分分別進行論證，力圖在每個組成單元上都達到最好的系統性能。 </p><p>　　關鍵詞：直流調速； PWM ；SG3525 ；調節(jié)器的設計</p><p><b>　　目錄</b></p><

3、p><b>　　1 緒論1</b></p><p><b>　　1.1 背景1</b></p><p>　　1.2 直流調速系統的方案設計2</p><p>　　1.2.1 設計已知參數2</p><p>　　1.2.2 設計指標2</p><p>　

4、　1.2.3 現行方案的討論與比較2</p><p>　　1.2.4 選擇PWM控制系統的理由3</p><p>　　1.2.5 選擇IGBT的H橋型主電路的理由3</p><p>　　1.2.6 采用轉速電流雙閉環(huán)的理由4</p><p>　　2 直流脈寬調速系統主電路設計4</p><p>　　2

5、.1 主電路結構設計4</p><p>　　2.1.1 PWM變換器介紹4</p><p>　　2.1.2 泵升電路8</p><p>　　2.2 參數設計8</p><p>　　2.2.1 IGBT管的參數8</p><p>　　2.2.2 緩沖電路參數9</p><p&g

6、t;　　2.2.3 泵升電路參數10</p><p>　　3 直流脈寬調速系統穩(wěn)壓電源設計10</p><p>　　3.1直流脈寬原理10</p><p>　　3.1.1單相半波整流電路10</p><p>　　3.1.2單相全波整流電路11</p><p>　　3.1.3單相橋式整流電路11</p

7、><p>　　3.2 方案的優(yōu)缺點11</p><p>　　3.2.1單元電路設計與參數計算11</p><p>　　4 直流脈寬調速系統控制電路設計12</p><p>　　4.1 PWM信號發(fā)生器12</p><p>　　4.2 轉速、電流雙閉環(huán)設計13</p><p>　　4.2

8、.1 電流調節(jié)器設計13</p><p>　　4.2.2 轉速調節(jié)器設計13</p><p><b>　　5 系統調試14</b></p><p>　　5.1 系統結構框圖14</p><p>　　5.2 系統單元調試15</p><p>　　5.2.1 基本調速15<

9、/p><p>　　5.2.2 轉速反饋調節(jié)器、電流反饋調節(jié)器的整定15</p><p>　　5.3 實驗結果16</p><p>　　5.3.1 開環(huán)機械特性測試16</p><p>　　5.3.2 閉環(huán)系統調試及閉環(huán)靜特性測定17</p><p><b>　　6 總結18</b>&

10、lt;/p><p><b>　　7 參考文獻19</b></p><p><b>　　附錄A20</b></p><p>　　A.1 晶閘管直流調速系統參數和環(huán)節(jié)特性的測定20</p><p>　　A.2 雙閉環(huán)可逆直流脈寬調速系統性能測試24</p><p><

11、;b>　　1 緒論</b></p><p><b>　　1.1 背景</b></p><p>　　在現代科學技術革命過程中，電氣自動化在20世紀的后四十年曾進行了兩次重大的技術更新。一次是元器件的更新，即以大功率半導體器件晶閘管取代傳統的變流機組，以線形組件運算放大器取代電磁放大器件。后一次技術更新主要是把現代控制理論和計算機技術用于電氣工程，控制

12、器由模擬式進入了數字式。在前一次技術更新中，電氣系統的動態(tài)設計仍采用經典控制理論的方法。而后一次技術更新是設計思想和理論概念上的一個飛躍和質變，電氣系統的結構和性能亦隨之改觀。在整個電氣自動化系統中，電力拖動及調速系統是其中的核心部分。</p><p>　　現代的電力拖動控制系統都是由慣性很小的晶閘管、電力晶體管或其他電力電子器件以及集成電路調節(jié)器等組成的。經過合理的簡化處理，整個系統一般都可以用低階近似。而以運

13、算放大器為核心的有源校正網絡（調節(jié)器），和由 R、C等元件構成的無源校正網絡相比,又可以實現更為精確的比例、微分、積分控制規(guī)律,于是就有可能將各種各樣的控制系統簡化和近似成少數典型的低階系統結構。</p><p>　　目前，隨著大功率電力電子器件的迅速發(fā)展，交流變頻調速技術已日臻成熟并日漸成為實際應用的主流，但這并不意味著傳統的直流調速技術已經完全退出了實際應用的舞臺。相反，近幾年交流變頻調速在控制精度的提高上遇

14、到了瓶頸，于是直流調速的優(yōu)勢就顯現了出來。直流調速仍然是目前最可靠，精度最高的調速方法。譬如在對控制精度有較高要求的造紙，轉臺，輪機定位等系統中仍離不開直流調速裝置，因此加強對直流調速系統的研究還是很有必要的。</p><p>　　1.2 直流調速系統的方案設計</p><p>　　1.2.1 設計已知參數</p><p>　　1、拖動設備：直流電動機：

15、 ，過載倍數。</p><p>　　2、負載：直流發(fā)電機： </p><p><b>　　3、機組：轉動慣量</b></p><p>　　1.2.2 設計指標</p><p>　　1、D＝４，穩(wěn)態(tài)時無靜差。　　</p><p>　　2、穩(wěn)態(tài)轉速n=1500r/min, 負載電流0.8A

16、。</p><p>　　3、電流超調量，空載起動到穩(wěn)態(tài)轉速時的轉速超調量。</p><p>　　1.2.3 現行方案的討論與比較</p><p>　　直流電動機的調速方法有三種：調節(jié)電樞供電電壓U、改變電動機主磁通、改變電樞回路電阻R。</p><p>　　改變電阻調速缺點很多，目前很少采用，僅在有些起重機、卷揚機及電車等調速性能要求不高或

17、低速運轉時間不長的傳動系統中采用。弱磁調速范圍不大，往往是和調壓調速配合使用，在額定轉速以上作小范圍的升速。對于要求在一定范圍內無級平滑調速的系統來說，以調節(jié)電樞供電電壓的方式為最好。</p><p>　　改變電樞電壓調速是直流調速系統采用的主要方法，調節(jié)電樞供電電壓需要有專門的可控直流電源，常用的可控直流電源有三種：旋轉變流機組、靜止可控整流器、直流斬波器或脈寬調制變換器。</p><p&g

18、t;　　由于旋轉變流機組缺點太多，采用汞弧整流器和閘流管這樣的靜止變流裝置來代替旋轉變流機組，形成所謂的離子拖動系統。離子拖動系統克服旋轉變流機組的許多缺點，而且縮短了響應時間。目前，采用晶閘管整流供電的直流電動機調速系統已經成為直流調速系統的主要形式。</p><p>　　由于以上種種原因，所以選擇了脈寬調制變換器進行改變電樞電壓的直流調速系統。</p><p>　　1.2.4 選擇P

19、WM控制系統的理由</p><p>　　SG3525是一種性能優(yōu)良，功能全，通用性強的單片集成PWM控制器。由于它簡單、可靠及使用方便靈活，大大簡化了脈寬調制器的設計及調試，故獲得廣泛使用。</p><p>　　PWM系統在很多方面具有較大的優(yōu)越性 ：</p><p>　　1） PWM調速系統主電路線路簡單，需用的功率器件少。</p><p>

20、;　　2） 開關頻率高，電流容易連續(xù)，諧波少，電機損耗及發(fā)熱都較小。</p><p>　　3） 低速性能好，穩(wěn)速精度高，調速范圍廣，可達到1：10000左右。</p><p>　　4） 如果可以與快速響應的電動機配合，則系統頻帶寬，動態(tài)響應快。</p><p>　　變頻調速很快為廣大電動機用戶所接受，成為了一種最受歡迎的調速方法，在一些中小容量的動態(tài)高性能系統中更是

21、已經完全取代了其他調速方式。由此可見，變頻調速是非常值得自動化工作者去研究的。在變頻調速方式中，PWM調速方式尤為大家所重視，這是我們選取它作為研究對象的重要原因。</p><p>　　1.2.5 選擇IGBT的H橋型主電路的理由</p><p><b>　　IGBT的優(yōu)點：</b></p><p>　　1)IGBT的開關速度高，開關損耗小。

22、</p><p>　　2)在相同電壓和電流定額的情況下，IGBT的安全工作區(qū)比GTR大，而且具有耐脈沖電流沖擊的能力。</p><p>　　3)IGBT的通態(tài)壓降比VDMOSFET低，特別是在電流較大的區(qū)域。</p><p>　　4)IGBT的輸入阻抗高，其輸入特性與電力MOSFET類似。</p><p>　　5)與電力MOSFET和GTR相

23、比，IGBT的耐壓和通流能力還可以進一步提高，同時可保持開關頻率高的特點。</p><p>　　在眾多PWM變換器實現方法中，又以H型PWM變換器更為多見。這種電路具備電流連續(xù)、電動機四象限運行、無摩擦死區(qū)、低速平穩(wěn)性好等優(yōu)點。本次設計以H型PWM直流控制器為主要研究對象。</p><p>　　1.2.6 采用轉速電流雙閉環(huán)的理由</p><p>　　同開環(huán)控制系

24、統相比，它具有抑制干擾的能力，對元件特性變化不敏感，并能改善系統的響應特性。由于閉環(huán)系統的這些優(yōu)點因此選用閉環(huán)系統。</p><p>　　單閉環(huán)速度反饋調速系統，采用PI控制器時，可以保證系統穩(wěn)態(tài)速度誤差為零。但是如果對系統的動態(tài)性能要求較高，如果要求快速起制動，突加負載動態(tài)速降小等，單閉環(huán)系統就難以滿足要求。</p><p>　　在要求較高的調速系統中，一般有兩個基本要求：一是能夠快速啟

25、動制動；二是能夠快速克服負載、電網等干擾。通過分析發(fā)現，如果要求快速起動，必須使直流電動機在起動過程中輸出最大的恒定允許電磁轉矩，即最大的恒定允許電樞電流，當電樞電流保持最大允許值時，電動機以恒加速度升速至給定轉速，然后電樞電流立即降至負載電流值。如果要求快速克服電網的干擾，必須對電樞電流進行調節(jié)。</p><p>　　以上兩點都涉及電樞電流的控制，所以自然考慮到將電樞電流也作為被控量，組成轉速、電流雙閉環(huán)調速系

26、統。</p><p>　　2 直流脈寬調速系統主電路設計</p><p>　　2.1 主電路結構設計</p><p>　　2.1.1 PWM變換器介紹</p><p>　　脈寬調速系統的主要電路采用脈寬調制式變換器，簡稱PWM變換器。PWM變換器有不可逆和可逆兩類，下面對本課設用到的可逆做一下簡單的介紹和分析。</p>&l

27、t;p>　　可逆PWM變換器主電路的結構形式有T型和H型兩種，其基本電路如圖2.1所示，圖中（a）為T型PWM變換器電路，（b）為H型PWM變換器電路。</p><p>　　T型 （b）H型</p><p>　　圖2.1 可逆PWM變換器電路</p><p>　　T型電路由兩個可控電力電子器件和與兩個續(xù)流二極管組成，所用元件少，線路簡單，構成系統時便于引

28、出反饋，適用于作為電壓低于50V的電動機的可控電壓源；但是T型電路需要正負對稱的雙極性直流電源，電路中的電力電子器件要求承受兩倍的電源電壓，在相同的直流電源電壓下，其輸出電壓的幅值為H型電路的一半。H型電路是實際上廣泛應用的可逆PWM變換器電路，它由四個可控電力電子器件和四個續(xù)流二極管組成的橋式電路。</p><p>　　雙極式可逆PWM變換器的主電路如圖2.1（b）所示。四個電力晶體管分為兩組，VT1和VT4為

29、一組，VT2和VT3為一組。同一組中兩個電力晶體管的基極驅動電壓波形相同，即Ub1=Ub4，VT1和VT4同時導通和關斷；Ub2=Ub3，VT2和VT3同時導通和關斷。而且Ub1，Ub4和Ub2，Ub3相位相反，在一個開關周期內VT1，VT4和VT2，VT3兩組晶體管交替地導通和關斷，變換器輸出電壓UAB在一個周期內有正負極性變化。</p><p>　　由于電壓極性的變化，使得電樞回路電流的變化存在兩種情況，其電

30、壓、電流波形如圖2.2所示。</p><p>　　電動機負載較重時 （b）電動機負載較輕時</p><p>　　圖2.2 雙極式PWM變換器電壓和電流波形</p><p>　　如果電動機的負載較重，平均負載電流較大， VT1和VT4飽和導通；而和為負，VT2和VT3截止。這時，加在電樞AB兩端，，電樞電流沿回路１流通（見圖2.2（b）），電動機處于電動狀態(tài)。在時，和

31、為負，VT1和VT4截止；和為正，在電樞電感釋放儲能的作用下，電樞電流經二極管VD2和VD3續(xù)流，在VD2和VD3上的正向壓降使VT2和VT3的c-e極承受反壓而不能導通，，電樞電流沿回路2流通，電動機仍處于電動狀態(tài)。有關參量波形圖示于圖2.2（a）。</p><p>　　如果電動機負載較輕，平均電流小，在續(xù)流階段電流很快衰減到零。于是在時，VT2和VT3的c-e極兩端失去反壓，并在負的電源電壓（）和電動機反電動

32、勢E的共同作用下導通，電樞電流反向，沿回路3流通，電動機處于反接制動狀態(tài)。在（）時，和變負，VT2和VT3截止，因電樞電感的作用，電流經VD1和VD4續(xù)流，使VT1和VT4的c-e極承受反壓，雖然和為正，VT1和VT4也不能導通，電流沿回路4流通，電動機工作在制動狀態(tài)。有關參量的波形示于圖2.2</p><p>　　雙極式可逆PWM變換器與具有制動作用的不可逆PWM變換器的電流波形差不多，主要區(qū)別在于電壓波形；前

33、者，無論負載是輕還是重，加在電動機電樞兩端的電壓都在和之間變換；后者的電壓只在和0之間變換。這里并未反映出“可逆”的作用。實現電動機制可逆運行，由正、負驅動電壓的脈沖寬窄而定。如果正、負脈沖寬度相等，，平均電壓為零，電動機停止運轉。因為雙極式可逆PWM變換器電動機電樞兩端的平均電壓為 </p><p>　　若仍以來定義PWM電壓的占空比，則雙極式PWM變換器的電壓占空比為。改變即可調速，的變化范圍為。為正值，電動

34、機正轉；為負值，電動機反轉；，電動機停止運轉。在時，電動機雖然不動，但電樞兩端的瞬時電壓和流過電樞的瞬時電流都不為零，而是交變的。這個交變電流的平均值為零，不產生平均轉矩，徒然增加了電動機的損耗，當然是不利的。</p><p>　　由于本次設計要求電機能實現啟動、制動、正反轉，并且能進行無極調速等。又根據雙極式H型可逆PWM變換器具有的優(yōu)點：電流一定連續(xù)，可以使電動機實現四象限動行；電動機停止時的微振交變電流可以

35、消除靜摩擦死區(qū)；低速時由于每個電力電子器件的驅動脈沖仍較寬而有利于折可靠導通；低速平穩(wěn)性好，可達到很寬的調速范圍。</p><p>　　所以，本次設計我們選擇雙極式H型可逆PWM變換器。主電路如圖2.3所示。</p><p>　　圖2.3 H橋主電路</p><p>　　2.1.2 泵升電路</p><p>　　當脈寬調速系統的電動機轉速由

36、高變低時（減速或者停車），儲存在電動機和負載轉動部分的動能將變成電能，并通過PWM變換器回饋給直流電源。當直流電源功率二極管整流器供電時，不能將這部分能量回饋給電網，只能對整流器輸出端的濾波電容器充電而使電源電壓升高，稱作“泵升電壓”。過高的泵升電壓會損壞元器件，因此必須采取預防措施，防止過高的泵升電壓出現?？梢圆捎糜煞至麟娮鑂和開關元件（電力電子器件）VT組成的泵升電壓限制電路，如圖2.4所示。 </p><p&g

37、t;　　圖2.4 泵升電壓限制電路</p><p>　　當濾波電容器C兩端的電壓超過規(guī)定的泵升電壓允許數值時，VT導通，將回饋能量的一部分消耗在分流電阻R上。這種辦法簡單實用，但能量有損失，且會使分流電阻R發(fā)熱。</p><p><b>　　2.2 參數設計</b></p><p>　　2.2.1 IGBT管的參數</p>&

38、lt;p>　　IGBT（Insulated Gate Bipolor Transistor）叫做絕緣柵極雙極晶體管。這種器件具有MOS門極的高速開關性能和雙極動作的高耐壓、大電流容量的兩種特點。其開關速度可達1mS，額定電流密度100A/cm2，電壓驅動，自身損耗小。其符號和波形圖如圖2.5所示。設計中選的IGBT管的型號是IRGPC50U,它的參數如下：</p><p>　　管子類型：NMOS場效應管&l

39、t;/p><p>　　極限電壓Vm：600V極限電流Im：27 A耗散功率P：200 W </p><p>　　額定電壓U：220V</p><p>　　額定電流I：1.2A</p><p>　　圖2.5 IGBT信號及波形圖</p><p>　　2.2.2 緩沖電路參數</p><p>　　

40、如圖2.1(b)所示，H橋電路中采用了緩沖電路，由電阻和電容組成。 IGBT的緩沖電路功能側重于開關過程中過電壓的吸收與抑制，這是由于IGBT的工作頻率可以高達30-50kHz；因此很小的電路電感就可能引起頗大的，從而產生過電壓，危及IGBT的安全。逆變器中IGBT開通時出現尖峰電流，其原因是由于在剛導通的IGBT負載電流上疊加了橋臂中互補管上反并聯的續(xù)流二極管的反向恢復電流，所以在此二極管恢復阻斷前，剛導通的IGBT上形成逆變橋臂的瞬

41、時貫穿短路，使出現尖峰，為此需要串入抑流電感，即串聯緩沖電路，或放大IGBT的容量。</p><p>　　緩沖電路參數：經實驗得出緩沖電路電阻R=10K；電容。</p><p>　　2.2.3 泵升電路參數</p><p>　　如圖2.4所示，泵升電路由一個電容量大的電解電容、一個電阻和一個VT組成。</p><p>　　泵升電路中電解電容

42、選取C=2000；電壓U=450V；VT選取IRGPC50U 型號的IGBT管；電阻選取R=20。</p><p>　　3 直流脈寬調速系統穩(wěn)壓電源設計</p><p><b>　　3.1直流脈寬原理</b></p><p>　　穩(wěn)壓電源由電源變壓器、整流電路、濾波電路和穩(wěn)壓電路四個部分組成，如圖1所示</p><p>

43、　　穩(wěn)壓電源由電源變壓器、整流電路、濾波電路和穩(wěn)壓電路四個部分組成，如圖3.1所示。</p><p>　　+ 電 源 + 整 流 + 濾 波 + 穩(wěn) 壓 +</p><p>　　u1 u2 u3 uI

44、 U0</p><p>　　_ 變壓器 _ 電 路 _ 電 路 _ 電 路 _</p><p>　　（a）穩(wěn)壓電源的組成框圖</p><p>　　u1 u2 u3

45、 uI U0 </p><p>　　0 t 0 t 0 t 0 t 0 t </p><p>　?。╞）整流與穩(wěn)壓過程</p><p>　　圖3.1穩(wěn)壓電源的組成框圖及整流與穩(wěn)壓過程<

46、/p><p>　　3.1.1單相半波整流電路</p><p>　　單相半波整流簡單，使用器件少，它只對交流電的一半波形整流，只要橫軸上面的半波或者只要下面的半波。但由于只利用了交流電的一半波形，所以整流效率不高，而且整流電壓的脈動較大，無濾波電路時，整流電壓的直流分量較小，Vo=0.45Vi，變壓器的利用率低。</p><p>　　3.1.2單相全波整流電路</p

47、><p>　　使用的整流器件較半波整流時多一倍，整流電壓脈動較小，比半波整流小一半。無濾波電路時的輸出電壓Vo=0.9Vi，變壓器的利用率比半波整流時高。變壓器二次繞組需中心抽頭。整流器件所承受的反向電壓較高。</p><p>　　3.1.3單相橋式整流電路</p><p>　　使用的整流器件較全波整流時多一倍，整流電壓脈動與全波整流相同，每個器件所承受的反向電壓為電源

48、電壓峰值，變壓器利用率較全波整流電路高。</p><p>　　3.2 方案的優(yōu)缺點</p><p>　　3.2.1單元電路設計與參數計算</p><p>　　整流電路采用橋式整流電路，電路如圖2所示。在u2的正半周內，二極管D1、D2導通，D3、D4截止；u2的負半周內，D3、D4導通，D1、D2截止。正負半周內部都有電流流過的負載電阻RL，且方向是一致的。電路的輸

49、出波形如圖3.2所示。</p><p>　　圖3.2電路的輸出波形</p><p>　　在橋式整流電路中，每個二極管都只在半個周期內導電，所以流過每個二極管的平均電流等于輸出電流的平均值的一半，即 。電路中的每只二極管承受的最大反向電壓為(U2是變壓器副邊電壓有效值)。</p><p>　　在設計中，常利用電容器兩端的電壓不能突變和流過電感器的電流不能突

50、變的特點，將電容器和負載電容并聯或電容器與負載電阻串聯，以達到使輸出波形基本平滑的目的。選擇電容濾波電路后，直流輸出電壓：Uo1=(1.1～1.2)U2，直流輸出的接口輸出</p><p>　　電流： （I2是變壓器副邊電流的有效值。），穩(wěn)壓電路可選集成三端穩(wěn)壓器電路。</p><p>　　總體原理電路見圖3.3。</p><p>　　4 直流脈寬調速

51、系統控制電路設計</p><p>　　4.1 PWM信號發(fā)生器</p><p>　　PWM信號發(fā)生器以集成可調脈寬調制器SG3525為核心構成，他把產生的電壓信號送給H橋中的四個IGBT。通過改變電力晶體管基極控制電壓的占空比，而達到調速的目的。其控制電路如圖4.1所示.</p><p>　　圖4.1 PWM控制電路</p><p>　　4

52、.2 轉速、電流雙閉環(huán)設計</p><p>　　4.2.1 電流調節(jié)器設計</p><p>　　本設計因為 δi% ≥5%且TL/T∑I =23.98/6.7<10。所以 按典Ⅰ系統設計,選PI調節(jié)器，其傳遞函數為：</p><p>　　如圖4.2所示，為電流調節(jié)器的結構圖。</p><p>　　圖4.2電流調節(jié)器的結構圖</

53、p><p>　　4.2.2 轉速調節(jié)器設計</p><p>　　在設計轉速調節(jié)器時，可把已設計好的電流環(huán)看作是轉速調節(jié)系統中的一個環(huán)節(jié)。為此，需求出它的等效傳遞函數：</p><p><b>　　近似條件:</b></p><p>　　如圖4.3所示，為轉速調節(jié)器的結構圖。</p><p>　　圖4

54、.3 轉速調節(jié)器的結構圖</p><p><b>　　5 系統調試</b></p><p>　　5.1 系統結構框圖</p><p>　　圖5.1系統結構框圖</p><p>　　5.2 系統單元調試</p><p>　　5.2.1 基本調速</p><p>　?、偎?/p>

55、度調節(jié)器(ASR)和電流調節(jié)器(ACR)的調零</p><p>　　把調節(jié)器的輸入端1、2、3全部接地，4、5之間接50K電阻，調節(jié)電位器RP3，使7端輸出絕對值小于1mv。</p><p>　?、谒俣日{節(jié)器(ASR)和電流調節(jié)器(ACR)的輸出限幅值的整定</p><p>　　在調節(jié)器的3個輸入中的其中任一個輸入接給定，在4.、5之間接50K電阻、1uF電容，調節(jié)

56、給定電位器，使調節(jié)器的輸入為-1V，調節(jié)電位器RP1，使調節(jié)器的輸出7為+4V（輸出正限幅值）；同樣把給定調節(jié)為+1V，調節(jié)RP2，把負限幅值調節(jié)為-4V。</p><p>　?、哿闼俣确怄i器（DZS）觀測</p><p>　　首先把零速封鎖器的輸入懸空，開關S1撥至“封鎖”狀態(tài)，輸出接速度或者電流調節(jié)器的零速封鎖端6，無論調節(jié)器的輸入如何調節(jié)，輸出7始終為零。把面板上的給定輸出接至零速封

57、鎖單元其中一路，另一路懸空，增大給定，測量零速封鎖單元輸出端3：給定的絕對值大于0.26V左右時，封鎖端3輸出-15V；減小給定，給定的絕對值小于0.17V左右時，封鎖端3輸出+15V。把給定加到另一路進行同樣的操作。</p><p>　　5.2.2 轉速反饋調節(jié)器、電流反饋調節(jié)器的整定</p><p>　　把電機、220V直流電源接入系統，系統接成開環(huán)。把正給定接入脈寬發(fā)生單元，調節(jié)給

58、定，使轉速穩(wěn)定在1600rpm，調節(jié)轉速反饋調節(jié)器中的RP1，使3端輸出的電壓為-4V。加大負載，使電機的電樞電流穩(wěn)定在1.3A，調節(jié)電流反饋調節(jié)器，使電流反饋調節(jié)器3端輸出的電壓為+4V。</p><p><b>　　5.3 實驗結果</b></p><p>　　5.3.1 開環(huán)機械特性測試</p><p>　　把電機、直流電源，接入系統

59、，電動機、發(fā)電機加額定勵磁。緩慢增加給定電壓Ug,使電機升速,調節(jié)給定電壓Ug和負載Rg使電動機(DJ15)的電樞電流Id=1.1A,轉速達到1200rpm。</p><p>　　在測試過程中逐步增大負載電阻Rg的阻值（即減小負載）就可測出該系統的開環(huán)外特性n=f（I2），將其記入下面的表格：</p><p><b>　　表5.1</b></p><

60、;p>　　然后將電機反轉，增加給定Ug（負給定）使電機反向升速，調節(jié)給定電壓Ug和負載Rg使電動機(DJ15)的電樞電流Id=1.1A,轉速分別達到-1200rpm。</p><p>　　在測試過程中逐步增大負載電阻Rg的阻值（即減小負載）就可測出該系統的開環(huán)外特性n=f（I2），將其記入下面的表格：</p><p><b>　　表5.2</b></p&g

61、t;<p>　　圖5.1 開環(huán)機械特性曲線</p><p>　　5.3.2 閉環(huán)系統調試及閉環(huán)靜特性測定</p><p>　　直流電壓輸入為300V的情況下，發(fā)電機輸出首先空載，從零開始逐漸調大給定電壓Ug，使電動機轉速接近1200rpm，然后在發(fā)電機的電樞繞組接入負載電阻Rg，逐漸增大電動機負載（即減小負載的電阻值），直至電動機的電樞電流Id=1.1A，即可測出系統靜態(tài)特

62、性，測定n=f（Id）并記錄于下表中：</p><p><b>　　表5.3</b></p><p>　　改變電機的轉向，重復上述的步驟：</p><p><b>　　表5.4</b></p><p>　　再降低給定電壓Ug，再測試800rpm的靜態(tài)特性曲線，記錄于下表中：</p>&

63、lt;p><b>　　表5.5</b></p><p>　　圖5.2 閉環(huán)系統特性曲線</p><p><b>　　六 總結</b></p><p>　　通過這次設計，我基本上掌握了直流雙閉環(huán)調速系統的設計。具體的說，第一，了解了調速的發(fā)展史的同時，進一步了解了交流調速系統所蘊涵的發(fā)展?jié)摿?，掌握了這一方面未來的發(fā)展動

64、態(tài)；第二，雙閉環(huán)直流調速系統的基本組成以及其靜態(tài)、動態(tài)特性；第三，ASR、ACR（速度、電流調節(jié)器）為了滿足系統的動態(tài)、靜態(tài)指標在結構上的選取，包括其參數的計算；第四，直流電動機數學模型的建立，參數的計算；第六，PWM脈寬調制系統的基本原理，組成，并分析了橋式可逆PWM的工作狀態(tài)及電壓、電流的波形；第七，運用MATLAB仿真系統對所建立的雙閉環(huán)直流調速系統進行的仿真，與此同時，進一步熟悉了MATLAB的相關功能，掌握了其使用方法。<

65、;/p><p>　　總之，在設計過程中，我不僅學到了以前從未接觸過的新知識，而且學會了獨立的去發(fā)現，面對，分析，解決新問題的能力，不僅學到了知識，又鍛煉了自己的能力，使我受益非淺。</p><p><b>　　7 參考文獻</b></p><p>　　[1] 陳伯時.電力拖動自動控制系統[M].北京：機械工業(yè)出版社, 2004.</p>

66、<p>　　[2] 王兆安.電力電子技術[M]. 北京：機械工業(yè)出版社,2000.</p><p>　　[3] 黃俊.半導體變流技術[M] . 北京：機械工業(yè)出版社,2002</p><p>　　[4] 付文.電力拖動自動控制系統實驗指導書,</p><p>　　[5] 楊松才.電力拖動自動控制系統圖集.</p><p><

67、;b>　　附錄A</b></p><p>　　A.1 晶閘管直流調速系統參數和環(huán)節(jié)特性的測定</p><p>　　A.1.1 實驗內容</p><p>　　1、測定晶閘管直流調速系統主電路電阻R；</p><p>　　2、測定晶閘管直流調速系統主電路電磁時間常數Td；</p><p>　　3、測定

68、直流電動機電勢常數Ce和轉矩常數CM；</p><p>　　4、測定晶閘管直流調速系統機電時間常數TM；</p><p>　　5、測定晶閘管觸發(fā)及整流裝置特性Ud=f (Uct)；</p><p>　　6、測定測速發(fā)電機特性UTG=f (n)。</p><p>　　A.1.2 實驗系統組成和工作原理</p><p>

69、　　本實驗中，整流裝置的主電路為三相橋式電路，控制回路可直接由給定電壓Ug作為觸發(fā)器的移相控制電壓，改變Ug的大小即可改變控制角，從而獲得可調的直流電壓和轉速，以滿足實驗要求。</p><p>　　A.1.3 實驗方法</p><p>　　1、電樞回路電阻R的測定</p><p>　　電樞回路總電阻R=(U2-U1)/(I1-I2) </p><

70、;p>　　如把電機電樞兩端短接，可得RL+Rn=(U’2-U’1)/(I’1-I’2)</p><p>　　則電機的電樞電阻為Ra=R（RL+Rn） </p><p>　　同樣，短接電抗器兩端，也可測得電抗器直流電阻RL。</p><p><b>　　測試結果如下表：</b></p>&

71、lt;p><b>　　表A1</b></p><p><b>　　表A2</b></p><p><b>　　表A3</b></p><p>　　代入以上公式計算得：</p><p><b>　　R=40Ω；</b></p><p

72、><b>　　Ra=17.5Ω；</b></p><p><b>　　RL=12.5Ω；</b></p><p>　　主電路電磁時間常數的測定</p><p>　　采用電流波形法測定電樞回路電磁時間常數Td，電樞回路突加給定電壓時，電流id按指數規(guī)律上升</p><p>　　其電流變化曲線如圖

73、2.5所示。當t =Td時，有</p><p>　　MCL-31的給定電位器RP1逆時針調到底，使Uct=0。</p><p><b>　　電機不加勵磁。</b></p><p>　　調節(jié)Uct，監(jiān)視電流表的讀數，使電機電樞電流為(50~90)Inom。然后保持Uct不變，突然合上主電路開關，用示波器拍攝id=f(t)的波形，由波形圖上測量出當

74、電流上升至63.2穩(wěn)定值時的時間，即為電樞回路的電磁時間常數Td。</p><p><b>　　實驗測試曲線下圖：</b></p><p><b>　　圖A1</b></p><p>　　3、電動機電勢常數Ce和轉矩常數CM的測定</p><p>　　將電動機加額定勵磁，使之空載運行，改變電樞電壓U

75、d，測得相應的n，即可由下式算出Ce=Ke=(Ud2-Ud1)/(n2-n1)</p><p>　　轉矩常數(額定磁通時)CM的單位為N.m/A，可由Ce求出CM=9.55Ce</p><p>　　實驗測試結果如下表：</p><p><b>　　表A4</b></p><p>　　將實驗結果代入公式計算得：</p

76、><p>　　Ce=0.15；CM=9.55Ce=1.43；</p><p>　　4、系統機電時間常數TM的測定</p><p>　　系統的機電時間常數可由下式計算</p><p>　　由于Tm>>Td，也可以近似地把系統看成是一階慣性環(huán)節(jié)，即</p><p>　　當電樞突加給定電壓時，轉速n將按指數規(guī)律上升，

77、當n到達63.2穩(wěn)態(tài)值時，所經過的時間即為拖動系統的機電時間常數。</p><p>　　測試時電樞回路中附加電阻應全部切除。</p><p>　　MCL—31的給定電位器RP1逆時針調到底，使Uct=0。</p><p>　　合上主電路電源開關。</p><p>　　電動機M加額定勵磁。</p><p>　　調節(jié)Uct

78、，將電機空載起動至穩(wěn)定轉速1000r/min。然后保持Uct不變，斷開主電路開關，待電機完全停止后，突然合上主電路開關，給電樞加電壓，用示波器拍攝過渡過程曲線，如下圖：</p><p><b>　　圖A2</b></p><p>　　5．測速發(fā)電機特性UTG=f(n)的測定</p><p>　　實驗線路如圖A1所示。</p>&l

79、t;p>　　電動機加額定勵磁，逐漸增加觸發(fā)電路的控制電壓Uct，分別讀取對應的UTG,n的數值若干組，即可描繪出特性曲線UTG=f(n)。</p><p><b>　　表A5</b></p><p>　　A.2 雙閉環(huán)可逆直流脈寬調速系統性能測試</p><p>　　A.2.1 實驗內容</p><p>　　1

80、、PWM控制器SG3525性能測試；</p><p><b>　　2、控制單元調試；</b></p><p><b>　　3、系統開環(huán)調試；</b></p><p><b>　　4、系統閉環(huán)調試；</b></p><p>　　5、系統穩(wěn)態(tài)、動態(tài)特性測試；</p>

81、<p>　　6、H型PWM變換器不同控制方式時的性能測試。</p><p>　　A.2.2 實驗系統的組成和工作原理</p><p>　　在中小容量的直流傳動系統中，采用自關斷器件的脈寬調速系統比相控系統具有更多的優(yōu)越性，因而日益得到廣泛應用。</p><p>　　雙閉環(huán)脈寬調速系統的原理框圖如圖2.11所示。圖中可逆PWM變換器主電路系采用MOSFET

82、所構成的H型結構形式，UPW為脈寬調制器，DLD為邏輯延時環(huán)節(jié)，GD為MOS管的柵極驅動電路，FA為瞬時動作的過流保護。</p><p>　　脈寬調制器UPW采用美國硅通用公司（Silicon General）的第二代產品SG3525，這是一種性能優(yōu)良，功能全、通用性強的單片集成PWM控制器。由于它簡單、可靠及使用方便靈活，大大簡化了脈寬調制器的設計及調試，故獲得廣泛使用。</p><p&g

83、t;　　A.2.3 實驗方法</p><p><b>　　1、開環(huán)系統調試</b></p><p>　　斷開主電源，并逆時針調節(jié)調壓器旋鈕到底，斷開“9”、“10”所接的電阻，接入直流電動機M03，電機加上勵磁。</p><p>　　S4開關扳向上，合上主電源。調節(jié)RP3電位器使電機轉速逐漸升高，并達到1400r／min，調節(jié)FBS的反饋電位

84、器RP，使速度反饋電壓為2V。</p><p><b>　　a.正給定時；</b></p><p>　　參照速度反饋系數調試的方法，使電機轉速達1400r/min，改變直流發(fā)電機負載電阻Rd，在空載至額定負載范圍內測取7—8個點，記錄相應的轉速n和轉矩M（或直流發(fā)電機電流id）</p><p>　　n=1400r/min</p>

85、<p><b>　　表A6</b></p><p>　　調節(jié)RP3，使n=1000/min和n=500r/min，作同樣的記錄，可得到電機在中速和低速時的機械特性。</p><p>　　n=1000r/min</p><p><b>　　表A7</b></p><p>　　n=500r/m

86、in</p><p><b>　　表A8</b></p><p><b>　　b.負給定時測試；</b></p><p>　　斷開主電源，S4開關撥向“負給定”，然后按照以上方法，測出系統的反向機械特性。</p><p>　　n=1400r/min</p><p><b

87、>　　表A9</b></p><p>　　調節(jié)RP3，使n=1000/min和n=500r/min，作同樣的記錄，可得到電機在中速和低速時的機械特性。</p><p>　　n=1000r/min</p><p><b>　　表10</b></p><p>　　n=500r/min</p>

88、<p><b>　　表11</b></p><p><b>　　2、閉環(huán)系統調試</b></p><p>　　（1）機械特性n=f（Id）的測定</p><p>　　S5開關打向“給定”，S4開關扳向上，調節(jié)MCL-10的RP3電位器，使電機空載轉速至1400 r/min，再調節(jié)發(fā)電機負載電阻Rd，在空載至額定負

89、載范圍內分別記錄7～8點，可測出系統正轉時的靜特性曲線n=f（Id）</p><p><b>　　表12</b></p><p>　　S5開關打向“給定”，S4開關打向下至“負給定”，調節(jié)MCL-10的RP4電位器，使電機空載轉速至1400 r/min，再調節(jié)發(fā)電機負載電阻Rd，在空載至額定負載范圍內分別記錄7～8點，可測出系統反轉時的靜特性曲線n=f（Id）<

90、/p><p><b>　　表A13</b></p><p>　?。?）閉環(huán)控制特性n=f(Ug)的測定</p><p>　　S5開關打向“給定”，S4開關扳向上，調節(jié)MCL-10的RP3電位器，記錄Ug和n，即可測出閉環(huán)控制特性n=f(Ug)</p><p><b>　　表A14</b></p&g